高頻功率二極管在電力電子裝置中的應用極其廣泛。但PN結功率二極管在由導通變為截止狀態過程中，存在反向恢復現象。這會引起二極管損耗增大，電路效率降低以及EMI增加等問題。這一問題在大功率電源中更加突出。常用RC吸收、串入飽和電抗器吸收、軟開關電路等開關軟化方法加以解決，但關于其效果對比的研究報道尚不多見。本文以Buck電路為例，對這幾種方案進行了比較，通過實驗及仿真得出有用的結論。
以普通PN結二極管為例，PN結內載流子由于存在濃度梯度而具有擴散運動，同時由于電場作用存在漂移運動，兩者平衡后在PN結形成空間電荷區。當二極管兩端有正向偏壓，空間電荷區縮小，當二極管兩端有反向偏壓，空間電荷區加寬。當二極管在導通狀態下突加反向電壓時，存儲電荷在電場的作用下回到己方區域或者被復合，這樣便產生一個反向電流。
為解決功率二極管反向恢復問題已經出現了很多種方案。一種思路是從器件本身出發，尋找新的材料力圖從根本上解決這一問題，比如碳化硅二極管的出現帶來了器件革命的曙光，它幾乎不存在反向恢復的問題。另一種思路是從拓撲角度出發，通過增加某些器件或輔助電路來使功率二極管的反向恢復得到軟化。目前，碳化硅二極管尚未大量進入實用，其較高的成本制約了普及應用，大量應用的是第二種思路下的軟化電路。本文以一個36V輸入、30V/30A輸出、開關頻率為62.5kHz電路（如圖1所示）為例，比較了幾種開關軟化方法。
這是解決功率二極管反向恢復問題的常用方法。在高頻下工作的功率二極管，要考慮寄生參數。圖2(a)為電路模型，其中D為理想二極管，Lp為引線電感，Cj為結電容，Rp為并聯電阻（高阻值），Rs為引線電阻。RC吸收電路如圖2（b）所示，將C1及R1串聯后并聯到功率二極管D0上。二極管反向關斷時，寄生電感中的能量對寄生電容充電，同時還通過吸收電阻R1對吸收電容C1充電。在吸收同樣能量的情況下，吸收電容越大，其上的電壓就越小；當二極管快速正向導通時，C1通過R1放電，能量的大部分將消耗在R1上。
這是解決這一問題的另一種常用方法，如圖2（c）所示。一般鐵氧體(Ferrite)磁環和非晶合金(Amorphous)材料的磁環都可以做飽和電抗器。用飽和電抗器解決二極管反向恢復問題時，常用的錳鋅鐵氧體有效果，但是能量損失比非晶材料大。隨著材料技術的進展，近年來非晶飽和磁性材料性能有了很大提高。本文選用了東芝的非晶材料的磁環(型號：MT12×8×4.5W)繞2匝作飽和電抗器。
對應圖3（a）和圖3（b），第Ⅰ階段通過D0的電流很大，電抗器Ls飽和，電感值很小；第Ⅱ階段當二極管電流開始下降時，Ls仍很小；第Ⅲ階段二極管電流反向，反向恢復過程開始(trr為反向恢復時間)，Ls值很快增大，抑制了反向恢復電流的增大，這樣就使電流變成di/dt較小的軟恢復，使二極管的損耗減小，同時抑制了一個重要的噪聲源；第Ⅳ階段二極管反向恢復結束；第Ⅴ階段二極管再次導通，由于電流增大，Ls很快飽和。
圖2（d）為一種有效的二極管反向恢復軟化電路。Lk為變壓器漏感。n為變壓器匝比，這里取n=3，其工作過程如圖4所示。
階段1如圖4(a)所示，開關S已經導通，D0處于反向截止狀態，勵磁電感Lm與漏感Lk被線性充電。階段2開關S關斷，S的寄生電容Cp被充電，該過程很短，可近似看作線性，如圖4(b)所示。階段3D0及Db均導通，如圖4(c)所示。階段4二極管D0中的電流在漏感Lk的作用下逐漸下降為0，如圖4(d)所示。階段5開關S導通，如圖4（e）所示，支路二極管Db中的電流繼續下降，在S關斷前下降為0。
圖4(c)中D0導通，uD0≈0，當到圖4(d)狀態，uD0=－u2=u0/(1＋n)，圖5(d)的試驗波形驗證了這一點。
3 實驗結果
圖5給出了各種情況下的二極管D0的端電壓波形。
從圖5波形中可以看到，二極管反向恢復的電壓毛刺減小，說明3種方案對二極管反向恢復均有抑制的效果。用RC吸收電路雖然抑制了二極管反向恢復，但反向恢復的電壓毛刺與振蕩還比較明顯。采用軟化電路后如前分析，理論上反向恢復電流應該降為零，但由于電路中雜散參數的影響，二極管關斷過程中電壓波形還有振蕩。串入飽和電抗器對二極管反向恢復抑制效果最好。
碳化硅的推廣應用或許是二極管反向恢復問題的根本解決途徑。目前主要采用RC吸收電路。串聯飽和電抗器以及軟化電路也是抑制二極管反向恢復的有效方案。理論分析和試驗證明，串聯非晶飽和電抗器最為簡單有效，有望得到進一步推廣。
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