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RFI濾波器電路
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最實用解決方案是通過使用一個差分低通濾波器在儀表放大器前提供 RF 衰減濾波器。該濾波器
需要完成三項工作：盡可能多地從輸入端去除 RF能量，保持每個輸入端和地之間的 AC 信號平衡，
以及在測量帶寬內保持足夠高的輸入阻抗以避免降低對輸入信號源的帶載能力。
圖5-13示出一個用于多種差分RFI濾波器的基本單元電路。圖中選用的元器件值適合 AD8221，
它的－3 dB帶寬典型值為1 MHz和電壓噪聲典型值為 7 nV/√Hz。該濾波器除了提供對 RFI 抑制，還提
供附加的輸入過載保護，因為電阻器 R1a 和 R1b 幫助把儀表放大器的輸入電路與外部信號源隔離。
圖 5-14 是一個 RFI 電路原理圖。 它示出一個由電橋電路組成的濾波器，它的輸出端接到該儀表放
大器的兩個輸入端。因為，C1a/R1a 和 C1b/R1b 時間常數(shù)的任何不匹配都會使電橋不平衡并且降低高
頻共模抑制。所以，電阻器 R1a 和 R1b 以及電容器C1a 和 C1b 應當總是相等。
如圖中所示，C2 跨接電橋輸出端以便 C2 有效地與 C1a 和 C1b 的串聯(lián)組合并聯(lián)。這樣連接，C2非常有效地減小了由于不匹配造成的任何 AC CMR誤差。例如，如果 C2 比 C1 大 10 倍，那么能它將由于 C1a/C1b 不匹配造成的 CMR 誤差降低 20 倍。注意，該濾波器不影響 DC CMR。
RFI 濾波器有兩種不同的帶寬：差分帶寬和共模帶寬。差分帶寬定義為當差分輸入信號施加到電路的兩個輸入端（＋IN 和－IN）時濾波器的頻率響應。RC 時間常數(shù)由兩個阻值相等的輸入電阻器（R1a，R1b）之和，以及與 C1a 和 C1b 的串聯(lián)組合并聯(lián)的差分電容器 C2 一起決定。
共模帶寬定義為連接在一起的兩個輸入與地之間出現(xiàn)的共模 RF 信號。認識到 C2 不影響共模 RF
信號的帶寬很重要，因為這個電容是連接在兩個輸入端之間（有助于使它們保持在相同的 RF 信號幅
度）。因此，共模帶寬由兩個 RC 網(wǎng)絡（R1a/C1a 和R1b/C1b）對地的并聯(lián)阻抗決定。
采用如圖 5-13 的電路， C2 值為 0.01 μF， －3 dB差分信號帶寬大約為 1,900 Hz。當工作在增益為 5
條件下，在 10 Hz～20 MHz 頻率范圍內電路測量到的 RTI DC 失調漂移小于 6 μV。當工作在單位增益
條件下，沒有可測量的 DC 失調漂移。
RFI 濾波器應使用兩面都有地線層的 PCB 制作。所有元器件引腳應盡可能短。輸入濾波器的地應采用最直接的路徑連接到放大器的地。避免在分開的 PCB 上或單獨的外殼內制作濾波器和儀表放大器電路，因為這樣額外的引線長度會產(chǎn)生一個環(huán)路天線。取而代之的是應當將這個濾波器置于儀表放大器自身的輸入端。進一步的措施是采用無電感和無發(fā)熱（低 TC）的優(yōu)質電阻器。電阻器 R1 和R2 可以采用普通的 1%金屬薄膜電阻器。但是，這三個電容器都需要采用高 Q 值、低損耗電容器。電容器C1a和C1b需要采用±5%允許誤差的電容器以避免降低電路的 CMR。推薦采用傳統(tǒng)的 5%鍍銀云 母電容，小型云母電容，或新型的 Panasonic 公司 ±2% PPS 薄膜電容器（Digi-key 公司產(chǎn)品型號PS1H102G-ND）。
下述通用規(guī)則會非常容易地設計 RC 輸入濾波器。
1. 首先，確定兩只串聯(lián)電阻器的阻值，同時保證前面的電路可充分地驅動這個阻抗。這兩只電阻
器的典型值在 2 kΩ 和 10 kΩ 之間，這兩只電阻器產(chǎn)生的噪聲不應當大于該儀表放大器本身的噪聲。采
用一對 2 kΩ 電阻器，約翰遜噪聲會增加 8 nV/√Hz；采用 4 kΩ 電阻器，會增加 11 nV/√Hz；采用 10kΩ電阻器，會增加 18 nV/√Hz。
2. 其次，為電容器 C2 選擇合適的電容值，它確定濾波器的差分（信號）帶寬。在保證不衰減輸
入信號的條件下，這個電容值最好總是選擇得盡可能低。10 倍于最高信號頻率的差分帶寬通常就足夠
了。
3. 最后，選擇電容器 C1a 和 C1b 的電容值，它們設置共模帶寬。對于可接受的 AC CMR，其帶寬
應當?shù)扔诨蛐∮谟?C2 電容值設置的差分帶寬的10%。共模帶寬應當總是小于儀表放大器單位增益
帶寬的 10%。
以上只是通常情況下的RFI設計，對于一些特殊的儀表放大器，需要進行調整。例如用于微功耗儀表放大器，他們容易收RF整流的影響，可能更需要更具魯棒性的濾波器。典型器件為AD627,他具有低輸入級工作電流。簡單地增加兩個輸入電阻器 R1a 和 R1b 的值或電容器 C2 的值，會以減小信號帶寬為代價提供進一步的 RF 衰減。由于 AD627 儀表放大器具有比通用 IC（例如，AD620 系列器件）更高的噪聲（38 nV/√Hz） ，所以可以使用較高的輸入電阻器而不會嚴重降低電路的噪聲性能。為了使用較高阻值的輸入電阻器，我們對圖 5-13 所示的基本 RC RFI 電路做了改進，如圖5-16 所示。
濾波器的帶寬大約為 200 Hz。在增益為 100 的條件下，1 Hz～20 MHz 輸入范圍內施加 1 V p-p 輸
入信號，RTI 最大 DC 失調漂移大約為 400 μV。在相同增益條件下，該電路的 RF 信號抑制能力（輸
出端的 RF 幅度/施加到輸入端的 RF 幅度）優(yōu)于 61 dB。
需要完成三項工作：盡可能多地從輸入端去除 RF能量，保持每個輸入端和地之間的 AC 信號平衡，
以及在測量帶寬內保持足夠高的輸入阻抗以避免降低對輸入信號源的帶載能力。
圖5-13示出一個用于多種差分RFI濾波器的基本單元電路。圖中選用的元器件值適合 AD8221，
它的－3 dB帶寬典型值為1 MHz和電壓噪聲典型值為 7 nV/√Hz。該濾波器除了提供對 RFI 抑制，還提
供附加的輸入過載保護，因為電阻器 R1a 和 R1b 幫助把儀表放大器的輸入電路與外部信號源隔離。
圖 5-14 是一個 RFI 電路原理圖。 它示出一個由電橋電路組成的濾波器，它的輸出端接到該儀表放
大器的兩個輸入端。因為，C1a/R1a 和 C1b/R1b 時間常數(shù)的任何不匹配都會使電橋不平衡并且降低高
頻共模抑制。所以，電阻器 R1a 和 R1b 以及電容器C1a 和 C1b 應當總是相等。
如圖中所示，C2 跨接電橋輸出端以便 C2 有效地與 C1a 和 C1b 的串聯(lián)組合并聯(lián)。這樣連接，C2非常有效地減小了由于不匹配造成的任何 AC CMR誤差。例如，如果 C2 比 C1 大 10 倍，那么能它將由于 C1a/C1b 不匹配造成的 CMR 誤差降低 20 倍。注意，該濾波器不影響 DC CMR。
RFI 濾波器有兩種不同的帶寬：差分帶寬和共模帶寬。差分帶寬定義為當差分輸入信號施加到電路的兩個輸入端（＋IN 和－IN）時濾波器的頻率響應。RC 時間常數(shù)由兩個阻值相等的輸入電阻器（R1a，R1b）之和，以及與 C1a 和 C1b 的串聯(lián)組合并聯(lián)的差分電容器 C2 一起決定。
共模帶寬定義為連接在一起的兩個輸入與地之間出現(xiàn)的共模 RF 信號。認識到 C2 不影響共模 RF
信號的帶寬很重要，因為這個電容是連接在兩個輸入端之間（有助于使它們保持在相同的 RF 信號幅
度）。因此，共模帶寬由兩個 RC 網(wǎng)絡（R1a/C1a 和R1b/C1b）對地的并聯(lián)阻抗決定。
采用如圖 5-13 的電路， C2 值為 0.01 μF， －3 dB差分信號帶寬大約為 1,900 Hz。當工作在增益為 5
條件下，在 10 Hz～20 MHz 頻率范圍內電路測量到的 RTI DC 失調漂移小于 6 μV。當工作在單位增益
條件下，沒有可測量的 DC 失調漂移。
RFI 濾波器應使用兩面都有地線層的 PCB 制作。所有元器件引腳應盡可能短。輸入濾波器的地應采用最直接的路徑連接到放大器的地。避免在分開的 PCB 上或單獨的外殼內制作濾波器和儀表放大器電路，因為這樣額外的引線長度會產(chǎn)生一個環(huán)路天線。取而代之的是應當將這個濾波器置于儀表放大器自身的輸入端。進一步的措施是采用無電感和無發(fā)熱（低 TC）的優(yōu)質電阻器。電阻器 R1 和R2 可以采用普通的 1%金屬薄膜電阻器。但是，這三個電容器都需要采用高 Q 值、低損耗電容器。電容器C1a和C1b需要采用±5%允許誤差的電容器以避免降低電路的 CMR。推薦采用傳統(tǒng)的 5%鍍銀云 母電容，小型云母電容，或新型的 Panasonic 公司 ±2% PPS 薄膜電容器（Digi-key 公司產(chǎn)品型號PS1H102G-ND）。
下述通用規(guī)則會非常容易地設計 RC 輸入濾波器。
1. 首先，確定兩只串聯(lián)電阻器的阻值，同時保證前面的電路可充分地驅動這個阻抗。這兩只電阻
器的典型值在 2 kΩ 和 10 kΩ 之間，這兩只電阻器產(chǎn)生的噪聲不應當大于該儀表放大器本身的噪聲。采
用一對 2 kΩ 電阻器，約翰遜噪聲會增加 8 nV/√Hz；采用 4 kΩ 電阻器，會增加 11 nV/√Hz；采用 10kΩ電阻器，會增加 18 nV/√Hz。
2. 其次，為電容器 C2 選擇合適的電容值，它確定濾波器的差分（信號）帶寬。在保證不衰減輸
入信號的條件下，這個電容值最好總是選擇得盡可能低。10 倍于最高信號頻率的差分帶寬通常就足夠
了。
3. 最后，選擇電容器 C1a 和 C1b 的電容值，它們設置共模帶寬。對于可接受的 AC CMR，其帶寬
應當?shù)扔诨蛐∮谟?C2 電容值設置的差分帶寬的10%。共模帶寬應當總是小于儀表放大器單位增益
帶寬的 10%。
以上只是通常情況下的RFI設計，對于一些特殊的儀表放大器，需要進行調整。例如用于微功耗儀表放大器，他們容易收RF整流的影響，可能更需要更具魯棒性的濾波器。典型器件為AD627,他具有低輸入級工作電流。簡單地增加兩個輸入電阻器 R1a 和 R1b 的值或電容器 C2 的值，會以減小信號帶寬為代價提供進一步的 RF 衰減。由于 AD627 儀表放大器具有比通用 IC（例如，AD620 系列器件）更高的噪聲（38 nV/√Hz） ，所以可以使用較高的輸入電阻器而不會嚴重降低電路的噪聲性能。為了使用較高阻值的輸入電阻器，我們對圖 5-13 所示的基本 RC RFI 電路做了改進，如圖5-16 所示。
濾波器的帶寬大約為 200 Hz。在增益為 100 的條件下，1 Hz～20 MHz 輸入范圍內施加 1 V p-p 輸
入信號，RTI 最大 DC 失調漂移大約為 400 μV。在相同增益條件下，該電路的 RF 信號抑制能力（輸
出端的 RF 幅度/施加到輸入端的 RF 幅度）優(yōu)于 61 dB。
