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村田噪聲抑制基礎教程-第五章導體傳導和共模

已有 3013 次閱讀2014-11-16 23:43 |個人分類:技術分享| EMC, 電磁兼容

5-1. 簡介

前4章參照相對簡單的模型介紹了噪聲產生，噪聲傳輸到天線及天線發射噪聲的機制。但是，在實際噪聲抑制措施中，噪聲源很少會直接連接到天線。很多情況下，在普通模式中產生噪聲，然后被轉換為共模。之后，噪聲通過電子設備的接地傳輸，并通過電纜或屏蔽罩作為天線進行發射。因此，需要在噪聲傳輸路徑中考慮普通模式到共模的轉換。

在接收噪聲時則情況相反。許多噪聲往往是在共模侵入的，但是，當電路出現故障或被破壞時，最終會變成普通模式。在這種情況下，從共模轉換為普通模式就是一個問題。由于噪聲發射和接收機制相同，為了便于解釋，我們僅著重于噪聲發射。

如圖5-1-1所示，本章節首先介紹了噪聲通過導體傳輸存在的兩種模式（共模和普通模式），然后介紹了普通模式到共模的轉換。普通模式常常表現為差模。不過，為了避免與差分信號混淆，本課程中將其稱為噪聲的普通模式。

由于共模噪聲是一個復雜的概念，為簡化具體闡釋，本章的描述部分基于我們獨到的詮釋。有關準確和詳細概念，請參考技術資料 [參考文獻 1,2,3]。

圖5-1-1 第5章將要介紹的內容

5-2. 噪聲的導體傳導

由于噪聲是一種電能，如果連接了導體，噪聲就會通過導體傳導。但是，如果導體構成一個類似電纜的集束，可通過兩種不同的方式解釋噪聲傳導: 共模和普通模式。其中，共模會導致很強的無線電波發射和接收，并且具有復雜的機制，常常對工程師進行噪聲抑制造成問題。

本章節將首先解釋共模和普通模式，然后介紹消除噪聲的EMI靜噪濾波器的基本結構。共模的產生將在下一個章節解釋，因為它涉及一個特殊概念。

5-2-1. 共模噪聲

(1) 電纜作為天線發射噪聲的示例

圖5-2-1中的測試再現了電子設備噪聲抑制中經常出現的情形。

通過接口電纜連接電子設備（噪聲抑制前），測量電纜作為天線發射的噪聲。如果沒有電纜，噪聲電平非常低，如圖5-2-1(a)所示。但是，連接了電纜時，在100MHz到300MHz的頻率范圍內噪聲增加，如圖5-2-1(b)所示。

可以這樣理解: 在此狀態下，電子設備發射的噪聲從連接器傳導至接口電纜，然后以電纜作為天線進行發射。

圖5-2-1 電子設備電纜發射噪聲的示例

(2) 研究傳導噪聲的線路

電纜內有多根導線。那么，在圖5-2-1的測試中，傳導噪聲的是哪根導線？

一般而言，接口電纜包括接地線，電源線和信號線等。圖5-2-1的情況實際上是屏蔽電纜，噪聲也可能通過屏蔽傳導。因此，將具有與接口電纜相同形狀的單根導線連接至相應線路相連的連接器內的端子，然后測量噪聲。測量結果如圖5-2-2所示。在此我們選擇了速度相對較低的信號線作為代表。

參照圖5-2-2的結果可以得知，雖然多少有些不同，但無論連接哪條線路，都會發射幾乎與圖5-2-1(b)所示趨勢相同的噪聲。當如圖5-2-2(d)所示連接到屏蔽接地時，也會發射噪聲。

圖5-2-2中的結果表明，無論電纜連接到連接器內的哪個端子，都會引起共同的噪聲。如上所述，通過電纜內導線共同傳導的噪聲被稱為共模噪聲。

圖5-2-2 研究每根線路發射成分的結果

(3) 疊加到接地的噪聲也被稱為共模噪聲

相反，電路的接地一般為電壓的基準點，也就是發射噪聲最少的地方。如果如圖5-2-2(c)，(d)所示噪聲疊加到接地，同樣的噪聲將疊加到電源和信號。因此，疊加到接地的噪聲有時也被稱為共模噪聲。

盡管共模噪聲是噪聲抑制要處理的一個常見問題，但卻是有著復雜概念和機制且難以從邏輯上解釋的成分。首先本章節將介紹共模的成分是如何傳輸的，然后下一個章節將介紹導致共模噪聲的機制。

5-2-2. 噪聲傳導的兩種模式

(1) 共模和普通模式

電路以電流沿路徑流動一周為基礎。如果按圖5-2-3(a)所示截取電路的一部分作為電纜，電纜有兩根導線，分別供電流進入和流出。相同大小的電流以相反的方向相互流動。因此，總和始終為零。這種電流流動的方式被稱為普通模式。

相反，電流可能在電纜內的線路中以相同方向流動，如圖5-2-3(b)所示。這種方式被稱為共模。共模是電流的一個成分，不管什么形狀的線路都承受相同電壓，電流在圖中向同一方向流動。從圖中可得知，此電流是經由地線所保持負載的浮動靜電容量泄漏的電流所導致，然后經過地線回到噪聲源。（電流也可能是負載和噪聲源之間的直接連接所導致而不經過地線）

圖5-2-3 共模和普通模式

(2) 線路很多時

即使電纜內有很多導線共用接地，使電路變得復雜，只要沒有繞路或者電流泄漏，整個電纜中電流總和就會為零，如圖5-2-4(a)所示。這種狀態也被稱為普通模式。如果如上所述有很多線路，每根線路的電流大小不一定要相同。

圖5-2-4(b)展示了共模應用于相同電路的電流。在這種情況下，導線電流的方向與參照地線的相應電壓的方向相同。這就意味著共模下線路電壓為零。因此，共模噪聲具備難以用示波器等一般測量設備來觀測的特性。

最終，每條線路上流過的電流為普通模式和共模的總電流。盡管我們能根據圖示清楚地描述，但通常很難從每條線路上流過的電流中區分這2種。因此，通過觀察方法來推測噪聲模式對于抑制噪聲是很重要的。

圖5-2-4 線路很多時

5-2-3. 普通模式和差模

(1) 普通模式也稱為差模

如圖5-2-3所示兩條線路上的普通模式有時也稱為差模。因為此處討論的情況也包括線路很多時的情況（如圖5-2-4），我們通常稱之為普通模式，只有在特指一對電線時（如差分信號），才稱其為差模。

(2) 普通模式也用于電路運行

除了噪聲傳導之外，普通模式和共模也用于電路運行和信號傳輸。通常，普通模式用作圖5-2-3中的信號源。

近年來，差分信號已經用于很多傳輸高頻信號的電路。正如其名，差分信號就是通過差模（普通模式）傳輸信號。但是，因為其它信號有時疊加到傳輸，共模也可能疊加使用。在這種情況下，電纜需要進行屏蔽，才能防止共模被發射并轉化為噪聲。

5-2-4. 噪聲發射的影響

(1) 普通模式噪聲發射

當噪聲通過電纜傳導時，普通模式會導致非常少量的噪聲發射。這是因為前進電流和回流電流分別形成的磁場在觀察點處相互抵消，如圖5-2-5所示。為減少發射，電纜區域可采用雙絞線或屏蔽電纜。

電纜連接的印刷電路板有著更寬的導線間距，如圖5-2-5所示。在這里，前進電流和回流電流的抵消作用被減弱，線路像一根環形天線一樣。因此，盡管是普通模式，還是會從此區域發射出對應于環形區域的噪聲。

即使電纜尚未連接，如圖5-2-6所示運行電路的電流為普通模式，構成電路的線路形成一個環路天線，以同樣方式產生的噪聲發射。因此，為減少印刷電路板發射的噪聲，需要設計圖案形狀以縮小電流環路面積。采用了多層線路板的接地層可減小電流環路的面積，因為電流可以直接在信號線下方回流。

圖5-2-5 普通模式電流的發射

圖5-2-6 電路電流形成環路天線

(2) 共模噪聲發射

與普通模式不同，當噪聲在共模下通過電纜傳導時，不會獲得抵消效應。如圖5-2-7所示，相應電流形成的電磁場在測量點處相互增強。在同樣的電流流動下，共模發射的無線電波遠遠強于普通模式（可能強1000倍左右）。因此，抑制共模電流對于減少噪聲發射非常重要。

共模電流通常經由浮動靜電容量流動（如圖5-2-7所示），由于其阻抗高，在低頻范圍內電流不會很大。但是，在高頻范圍內，整個結構作為天線，共模產生的發射可能會很強，因為阻抗降低，電流很容易流動。

此外，普通模式電流是用于電路運行的電流模式，不可能通過濾波器完全消除。相反，共模通常是不必要的成分，因而可以根據需要通過濾波器消除。靜噪濾波器的結構將在后文講述。

圖5-2-7 共模噪聲的發射

5-2-5. 靜噪濾波器的結構

(1) 通過電容器和電感器組成低通濾波器

一般而言，使用電容器(C)和電感器(L)在作為噪聲傳輸路徑的電纜的中間及連接點組成一個低通濾波器，以便阻止噪聲傳導。第6章將詳細介紹低通濾波器，因此本章只是解釋基本濾波器結構。

(2) 普通模式用濾波器

如圖5-2-8所示，可在線路中加入一個電容器并串聯阻抗元件（扼流線圈或鐵氧體磁珠等）組成普通模式用濾波器。

普通模式噪聲電流的方向與電路運行中電流的方向一致。因此，通過濾波器消除噪聲時，也會同時消除電路運行所需的一些成分。通過調整L和C的值，使低通濾波器的截止頻率不會消除電路運行所必須的成分。

此外，如圖5-2-8所示，如何使用阻抗元件隨著電路和電纜情況而變化。如果所有線路都像商用電源線一樣以接地為參照漂浮布置，電路會被視為平衡電路，兩條線路都會使用阻抗元件。為此，需要保持平衡，使阻抗相同。

如果一側接地，例如在數字電路中，電路會被視為不平衡電路，通常接地不會使用阻抗元件。但是，如果接地感應到噪聲（也就是說感應到共模噪聲），也可在接地側使用阻抗元件。

在此，“平衡”和“不平衡”指的是在傳導普通模式時如何參照地線保持電壓。如果電壓平衡地施加于兩條線路，則可以稱之為平衡; 如果電壓集中在一條線路上，則稱之為不平衡。不平衡電路的另外一條線路是接地線，幾乎不承受任何電壓。

圖5-2-8 普通模式用濾波器結構的示例

(3) 共模用濾波器

如圖5-2-9所示，將電容器連接到接地（稱為Y電容器），組成一個共模用濾波器。應當盡可能地使用共模扼流線圈作為阻抗元件。如果電纜中有很多導線，可以將電纜繞在鐵氧體磁芯上或者將電纜夾在鐵氧體磁心中，形成一種共模扼流線圈，如圖5-2-10所示。共模扼流線圈將在下一章中詳細介紹。

產生共模噪聲時，噪聲可能會出現在與Y電容器相連的接地上。這時，Y電容器的效果減弱，因為Y電容器沒有連接到合適的接地。

在這種情況下，需要單獨構建與Y電容器相連的接地點。如圖所示，接地的線路用于構成噪聲源噪聲的返回路徑。

圖5-2-9 共模用濾波器的基本結構

圖5-2-10 使用鐵氧體磁芯的共模扼流線圈

(4) 適用于共模和普通模式的濾波器

商用電源線使用的靜噪濾波器通常針對共模和普通模式的混合噪聲提供措施，因而包括可以處理兩種模式的濾波器。圖5-2-11所示為典型的電路結構[參考文獻 4]。此例展示了作為阻抗元件的共模扼流線圈。但是，如果普通模式噪聲很強，阻抗可能會不足，因此在使用濾波器時，可以針對普通模式增加一個扼流線圈。

圖5-2-11 用于消除共模和普通模式的濾波器結構

5-2-6. 濾波器靜噪的示例

(1) 通過商用電源線傳導的噪聲

盡管圖5-2-1給出了測量電子設備接口電纜所發射噪聲的示例，但是相對較低頻率范圍內的噪聲傳導卻成為電子設備電源線面臨的一個問題。在電源線中，共模和普通模式也是問題所在。

開關電源是發射噪聲到電源線的典型噪聲源之一。圖5-2-12給出了測量開關電源噪聲的示例。

交流電源線上的噪聲測量使用了一種探針，用于測量如圖5-2-12(a)所示電源線上的LISN（Line Impedance Stabilizing Network: 線路阻抗穩定網絡）噪聲，并測量通過電源線傳導的噪聲。此處，在去除內置于開關電源靜噪濾波器的情況下進行測試。測量的頻率范圍為150kHz到30MHz，使用了頻譜分析儀測量峰值。

如圖5-2-12(b)的測量結果所示，在150kHz的整數倍處觀察到了強烈的噪聲; 150kHz是開關電源的開關頻率。因為圖表中的頻率軸為對數，在超過1MHz的高頻率范圍內噪聲間隔似乎更小。但是，仔細觀察就會發現，這個范圍內的間隔也是150kHz。

圖5-2-12 測量開關電源噪聲的示例

(2) 噪聲模式的分離

圖5-2-12中所示的測量結果表示了每條線路到接地的電壓。盡管測量結果顯示為Va和Vb，但在兩條線路上觀察到了幾乎相同電平的噪聲。這就是觀察共模和普通模式的混合。通常噪聲規定會設定一個電壓限值。

如果您使用特定的LISN（如支持CISPR 16的LISN），可以分別觀察到噪聲中的共模和普通模式。圖5-2-13顯示了從圖5-2-12的測量結果中分離出來的結果。在圖中，Sym（對稱）表示普通模式，而Asym（不對稱）表示共模。

圖5-2-13的測量結果表明，普通模式在開關電源的較低頻率范圍內更強，而共模在較高頻率范圍內更強。這種趨勢在開關電源中很常見。

圖5-2-13 分離共模和普通模式進行測量的示例

(3) 驗證靜噪濾波器的效果

圖5-2-14展示了驗證圖5-2-11所示靜噪濾波器的各個遠件對于圖5-2-13所示開關電源噪聲的效果如何的結果。

圖5-2-14(a)給出了連接圖5-2-11所示所有組件時的測量結果。相比圖5-2-13(b)中未使用這些元件時的測量結果，噪聲得到了很好地抑制。

圖5-2-14(b)到(d)顯示了逐個減去圖5-2-11所示靜噪濾波器元件時的結果。可以得知，X電容器主要對普通模式有效，Y電容器主要對共模有效，而共模扼流線圈對兩種模式都有效。因此，可以確定，對于消除本示例中所示普通模式和共模的混合噪聲，這三個元件都是不可或缺的。

(4) 在完全消除噪聲后減去某元件可輕易看出其效果

一般而言，即使逐個連接每個元件，也很難成功地觀察到噪聲抑制的效果，因為微弱噪聲的任何改變都被強烈噪聲所掩蓋。因此，首先創建如圖5-2-14(a)所示的噪聲抑制狀態，然后逐個減去各個元件，以便驗證每個元件的效果，從而輕易判定每個元件的作用和必要性。這種方法不僅適用于檢查傳導的噪聲，而且也適用于針對發射的噪聲采取措施時驗證各元件的有效性。

盡管可能出乎您的意料，但共模扼流線圈也在消除圖5-2-14(c)普通模式中發揮了作用。這是因為共模扼流線圈包括了針對普通模式的較小電感。電源使用共模扼流線圈時，較小的電感有時會以這種方式對普通模式產生影響。共模扼流線圈解釋中將介紹進一步的詳細信息。

圖5-2-14 觀察不同噪聲濾波器的效果

5-2-7. 差分信號的共模噪聲

(1) 差分信號的傳輸

近年來，差分信號更加普遍地用于高速數字傳輸，如USB等。差分信號包含共模噪聲，但與之前所解釋的稍有差別。
差分信號向1對線路的每條線路施加一個反相信號（如圖5-2-15所示），接收器側通過線路電壓接收信號。如果這兩個電流相互對稱，電流成分只是普通模式，因此根據圖5-2-5所示的機制會導致較小的噪聲。

此外，如果從外側接收到噪聲感應，則不太可能受到影響。后文將會講到，這是因為從外側感應到電纜的噪聲為共模，不會導致接收器的線路之間存在任何電壓。

圖5-2-15 差分信號的信號波形

(2) 差分信號中產生的共模噪聲

但是，如果兩條線路所傳輸信號有輕微的不平衡，則不平衡的成分會轉變為共模。如圖5-2-16所示，導致不平衡的因素包括:

上升或下降的時間偏差
上升和下降的速度偏差
電壓或電流的大小偏差
疊加的共模噪聲

您可能會說(a)到(c)是形成信號波形時出現的問題而不是噪聲問題（稱為信號完整性: SI）。了驅動器，接收器的IC原因以外，還可能是因為導線長度的差別，導線彎曲或者終端電阻器阻抗的差別導致信號波形產生不平衡。如上所述，觀察到因信號波形不平衡導致的共模噪聲，其形式為噪聲頻譜中信號頻率的諧波。

(d)常出現于外部噪聲施加到驅動器，接收器的電源及接地時。盡管噪聲可能看似信號諧波，但卻會在與信號頻率完全不相關的頻率處產生。

如果這些成分通過電纜傳導，共模電流流過，則會成為噪聲發射的原因。

圖5-2-16 導致共模的因素

(3) 如何抑制差分信號中的噪聲

如圖5-2-17所示，共模扼流線圈用于阻止這樣的共模電流，并抑制圖5-2-16(a)到(c)中信號波形的不平衡。通常用在驅動器側。但是，如果噪聲在接收器側產生，也可用在接收器側。

此處使用的共模扼流線圈要選擇能輕微衰減差模的元件，使其不會給差分信號造成負面影響。

除了共模扼流線圈，也使用屏蔽電纜來抑制差分信號中的噪聲。信號對區域可使用兩根同軸電纜。

對于圖5-2-16(d)中的噪聲，信號對區域也可使用共模扼流線圈或屏蔽。但是，如圖5-2-17所示針對驅動器或接收器IC的電源使用EMI靜噪濾波器更加有效。

圖5-2-17 針對差分信號使用共模扼流線圈

5-2-8. 噪聲接收和模式轉換

(1) 噪聲在被電纜接收時變成共模

前面講述了電纜發射噪聲的情況。與此相反，當電纜接收噪聲時，一般意味著電纜內的導線在共模下感應到了噪聲，如圖5-2-18。

如果是共模，線路電壓為零; 如果信號如圖所示被線路電壓接收，則電路可以正常運行。因此，即使電纜接收了噪聲，只要接收器通過電壓運行，就不會造成噪聲干擾。

圖5-2-18 噪聲感應到電纜

(2) 噪聲模式的轉換

但是，在現實世界中，當噪聲進入電纜時，會產生各種干擾。以前的一個例子是，無線電波進入電話線導致無線電廣播干擾電話聲音。為什么會出現這種干擾？

在很多情況下，共模在電纜到電路的連接點處轉換為普通模式。如果每條線路(Z1)的阻抗與地線(Z2)的阻抗存在差異（圖5-2-19(a)），就會造成接收器所接收共模電壓的差異，進而導致線路之間的噪聲電壓。在這種情況下，可以說共模被部分轉換為普通模式 [參考文獻 1]。

(3) 不平衡終端阻抗導致模式轉換

Z1和Z2并不意味著這些元件實際存在，它們僅表示浮動靜電容量等形成的阻抗。因此，如果這些位置連接了終端電阻器，且其阻抗已經提前調整為一致，則可能會減少普通模式的轉換。

如圖5-2-19(b)所示，如果信號被一側已接地的電路接收，一半的噪聲將會轉換為普通模式。這就意味著噪聲可輕易進入不平衡的接收器電路，如數字電路。將電纜連接到這樣的電路時，就需要一個濾波電路；濾波電路將在后文中講述。

(4) IC內可能發生模式轉換

即使不發生到普通模式的轉換，如果共模很強大，也可在接收器IC內轉換為普通模式。IC消除共模的性能由指數CMRR（Common-Mode Rejection Ratio: 共模抑制比）來表示。

為防止轉換為普通模式，終端電阻器的值如圖所示相互匹配，以確保阻抗之間對接地不會造成任何偏差。此外，要為接收器選擇CMRR較高的IC。

圖5-2-19 共模轉換為普通模式

(5) 防止模式轉換

當平衡電纜，如電話線、LAN電纜及電源線等連接到電路時，噪聲模式可以如圖5-2-19(b)所示輕易轉換，因為很多電子電路都是不平衡電路。若要防止這種情況，有如下兩種方法:

使用平衡-不平衡變壓器或者共模扼流線圈等提供平衡與不平衡間的轉換，以保持阻抗平衡。
通過靜噪濾波器消除產生的普通模式噪聲。
是在電纜和電路間加入平衡-不平衡轉換電路的方法，如圖5-2-20(a)和(b)所示。這樣的電路用于連接通信電纜
使用了電容器和阻抗元件（鐵氧體磁珠），如圖5-2-20(c)。盡管這只是權宜之計，但可以通過相對便宜的元件消除噪聲干擾。

圖5-2-20 防止噪聲接收的連接示例

5-2-9. 共模和普通模式的特征

(1) 普通模式噪聲的產生取決于電路運行

當電路運行時，電流在普通模式下流動。因此，電路運行自然而然地產生普通模式噪聲。例如，打開和關閉電源開關造成的浪涌，或者數字信號中包含的諧波成分，在產生后就會立即導致普通模式。

這可以理解為，當噪聲傳輸路徑中電流出現輕微不平衡時，成分以共模的形式出現。

(2) 屏蔽對共模噪聲可能無用

若要使屏蔽（特別是靜電屏蔽）發揮作用，就需要連接到接地。但是，如果產生共模噪聲，噪聲通常也會越過屏蔽的接地。因此，共模電流也會流經屏蔽并從作為天線的屏蔽發射噪聲。

前已述及，將屏蔽連接到傳導共模的接地無法屏蔽噪聲。若要使屏蔽發揮作用，首先就需要搭建可靠的接地。這就是非常難以抑制共模噪聲的原因。

(3) 如何屏蔽共模噪聲

若要搭建使屏蔽發揮作用的可靠接地，就要建立起屏蔽罩將噪聲源和浮動靜電容量圍住（圖5-2-21），然后屏蔽罩本身作為接地。（這被稱為“法拉第籠”）

這時，共模電流的回流路徑經過屏蔽而不是大地。在這種狀態下，可以認為共模噪聲已經被消除了。這是因為觀察整個電纜（包括屏蔽）時，總電流變為零。

盡管這種屏蔽結構是理想的，但一般會規模較大且價格不菲。

圖5-2-21 可以消除共模的屏蔽結構示例

(4) 共模連接到哪里？

關于圖5-2-3(b)中共模噪聲源或浮動靜電容量的連接點，不必在電路內布置一個特定的連接點。但是，因為接地通常是電路中最大部分且會成為電壓基準點，可以考慮將其連接至接地。

因此，在接地對大地有電壓的狀態下，可以說共模噪聲被感應了。

(5) 觀察共模和普通模式

通過使用能夠抓牢整個電纜的電流探針，可以確定共模噪聲是否在電纜中流動。普通模式電流不會造成電流探針有任何輸出。

相反，共模噪聲的線路電壓始終為零。因此，使用差動探針測量線路電壓時，探針通過排除共模測量普通模式電壓。

5-3. 共模噪聲產生

如章節5-2.所述，當噪聲通過電纜傳輸時，成分中有普通模式和共模。同時也表明，噪聲電壓的產生以及電子設備接地中噪聲電流的流動被稱為共模噪聲。

在本章節中，我們將著重于接地中噪聲的產生，并研究產生共模噪聲的一些機制。

在實際電子設備中，產生共模噪聲的機制非常復雜。因此，不能通過簡單的模型進行闡釋。這里介紹的模型包括帶有復雜數值的元件，如浮動靜電容量，所以它們很難集成到設計中。

但是，了解這些機制對設計低噪聲電子設備非常有用。

5-3-1. 產生共模噪聲的示例

(1) 當電纜連接到時鐘信號接地時

圖5-3-1展示了當20MHz時鐘信號通過5厘米MSL（微帶線）傳輸時，在30MHz到1GHz的頻率范圍內和3米距離處測量噪聲發射。圖5-3-1(a)給出了僅使用一個基板的測量結果，而圖5-3-1(b)給出了將兩根25厘米電纜連接到接地的結果。據此可以推論，當電纜連接到接地時，整體長度為1/2波長頻率（本例中為250MHz）附近，噪聲發射增大。

因此，可以說將導體（如天線）連接到PCB的接地會增加噪聲，這與章節5-2中圖5-2-2所示的情形一致。換言之，可以認為共模噪聲被此接地感應到了。

（圖1中的測試使用了MSL兩端均接地的基板。這并非常規MSL的結構。但是，本章節中還是稱其為MSL。）

(2) MSL在接地中也有噪聲

在本測試中，使用內置3V電池的3厘米×3厘米小型屏蔽罩內的振蕩電路產生了時鐘信號，以便中和除電纜和MSL以外元件所發射噪聲的效果。此設備的外觀如圖5-3-1(c)所示。其中的信號發生器也在后續測試中被用作噪聲源。

這里使用的MSL與理想信號線路類似。如圖所示，基板正面和背面變成導通的接地層，從根本上防止接地中產生電壓。這樣可以假設噪聲是由哪種機制產生的嗎？如何抑制產生的噪聲呢？

圖5-3-1 產生共模噪聲的示例

5-3-2. 電流驅動型模型

(1) 高接地阻抗高導致共模噪聲

在第一個模型中，我們將研究為什么會因為高接地阻抗而在接地中產生電壓。此模型被稱為電流驅動型 [參考文獻 5,6]。

圖5-3-2表明，當信號來回經過接地時，左右接地中因為接地阻抗產生了電壓。噪聲隨著接地阻抗的變大而增強。而且，這種阻抗主要是由有接地模式的電感產生的。

(2) 接地線很細時

圖5-3-2表明，當接地不是接地面而是很細的接地線時，接地電感增加。產生噪聲也會增強。

圖5-3-3給出了當圖5-3-1中的MSL替換為接地較窄的基板時的測量結果。相比圖5-3-1，可以發現噪聲顯著增強，而且噪聲發射的速率遠遠超過了CISPR22的限值。此電平接近章節2-4（天線直接連接到數字電路）中得到的電平。這表明接地都可能成為一個主要的噪聲源。

這種基板表示不良接地。同樣地，噪聲很多的接地可以被稱為臟接地。

圖5-3-2 電流驅動模型

圖5-3-3 接地不良的基板發射噪聲的示例

(3) 接地模式作為偶極子天線

這時我們可以假定連接到接地的電纜作為偶極子天線運作，如圖5-3-4(a)所示。我們也可以認為，流經此天線的電流類似于圖5-3-4(b)中所示的電流，其中一部分信號電流為形成繞路的成分，經過浮動靜電容量卻不直接經過信號線下面的接地。同樣地，當電流在不同于原路徑的路徑上流動時，就會變成共模噪聲的來源。

通過在旁路中加入電纜和接地，此模型可以擴展并變為類似于圖5-3-5中的模型。圖5-3-5中的模型解釋了在電纜中流動的共模電流是如何產生的，參見章節5-2中圖5-3-3(b)。

圖5-3-4 電流路徑和接地發射噪聲的示例

圖5-3-5 通過電纜傳導共模電流的模型

(4) 減少共模噪聲

隨著電流和接地阻抗的增加，電流驅動型中的共模噪聲增強。因此，要抑制共模噪聲，可以:

(i)降低接地阻抗

接地線為平板狀
在基板下放置金屬板（稱為接地層）并加強接地
靠攏接地與信號線（以增加信號線和接地之間的互感）
縮短接地線路（縮短返回電流的路徑，必須縮短信號線）

(ii)減少電流

增加負載阻抗
使用濾波器去除不需要的高頻率范圍成分

(i)中所述措施指的是加強接地。

但是，如圖5-3-1中的簡單測試所示，即使是在信號線下面使用具有穩定接地層的MSL，仍會產生少量的共模噪聲。這是因為，只要沒有極其大的接地面，就會產生細微的電感。

5-3-3. 電壓驅動型模型

(1) 在無流動電流情況下產生噪聲

在電流驅動型模型中，因為通過接地的電流流動而產生電壓。因此，在沒有流動電流時應該就不會產生噪聲。但是，在真實電子設備中，即使信號線前面沒有連接任何元件，也會頻繁地產生共模噪聲。換言之，即使沒有電流流動，也會因施加到信號線上的電壓而產生噪聲。

例如，圖5-3-1中的測試移除了負載（50Ω終端）。圖5-3-6顯示了阻止電流流經信號線時噪聲的變化。(a)表示有負載的情形，而(b)表示無負載的情形。沒有負載時，噪聲減弱。但是，仍有220MHz噪聲。這一點無法通過電流驅動型模型清楚地解釋。

圖5-3-6 沒有電流時產生噪聲的示例

(2) 共模電流流經浮動靜電容量

仍然存在的噪聲可通過電壓驅動型模型來解釋。圖5-3-7簡化并描述了電壓驅動型 [參考文獻 5,6]。

當兩個平行導體連接到噪聲源時，具有相同導體長度的部分成為傳輸線。即使導體前未連接任何元件，還是會有較少電流流經線路間的浮動靜電容量CDM。但是，因為此電流為普通模式，噪聲發射會減弱。

但是，如果其中一個導體變長，噪聲源的一半電壓會施加到該導體上。這會與另一個導體形成一種偶極子天線。電壓驅動型模型允許使用從傳輸線突出的導體以這種方式形成天線。

這時，在天線中流動的電流會流經浮動靜電容量Cant，如圖所示。

圖5-3-7 電壓驅動模型

(3) 接地越寬，共模電壓越低

圖5-3-7描述了這樣一種機制: 如果將更長的線路作為數字電路的接地，共模電流會流經數字電路的接地（如圖5-3-8(a)所示）。即使信號電流和接地阻抗都非常小，但由于信號線中存在電壓（噪聲源），于是產生了電流。

在這種情況下，關于接地中產生的共模噪聲電壓，應該作何考慮？通過改動圖5-3-8(a)中的模型，各信號線和接地都應考慮朝向地線的浮動靜電容量，如圖5-3-8(b)所示。施加到此模型接地電容Cgnd的電壓變成共模電壓。

在圖5-3-8(b)中，隨著接地浮動靜電容量Cgnd的增加（也就是說接地尺寸增大）而降低，信號線的浮動靜電容量Csig的減小，共模電壓變小。一般而言，如果增大接地尺寸來加強接地，共模噪聲會減少。通過圖5-3-8(b)所示模型就可理解這一點。

圖5-3-8 將電壓驅動模型應用于數字電路的示例

(4) 共模噪聲流經電纜的機制

如果我們考慮將電纜接至這樣的接地時，可發現共模電流會流經電纜（如圖5-3-9所示）。可以假定此模型通過朝向地線的浮動靜電容量回到噪聲源。如果電纜這樣連接到接地，一部分共模電流（如圖5-3-8(a)中箭頭所示）將流過比圖5-3-9更大的路徑。一般而言，將電纜連接到有噪聲的接地會增加噪聲發射的強度。此模型展示了這個現象背后的機制。

此模型解釋了電纜中流動的共模電流是如何產生的，如章節5-2中圖5-2-3(b)所示。為對應章節5-2中的圖5-2-3，圖5-3-8和圖5-3-9中電流箭頭的方向相反。但實質上是相同路線。

圖5-3-9 通過電纜傳導的共模電流

在電壓驅動型模型中，即使電流不流經信號線或接地，且沒有接地阻抗，只要信號線中存在電壓（噪聲源），共模電流就會流經浮動靜電容量。

(5) 減少共模噪聲

為有效減少電壓驅動型中的共模噪聲（接地中產生電壓），需要增加Cgnd同時降低Csig也可以通過降低圖5-3-7和圖5-3-8中的Cant來減少噪聲電流。下面是有效達到這個目的的具體方法:

(i)穩定接地電勢

擴大接地且為平板狀（增加Cgnd）
靠攏信號線和接地（降低Csig）
縮短信號線，避免不必要的突出（降低Cant和Csig）

(ii)降低電壓

降低驅動電壓
使用濾波器去除不需要的高頻率范圍
在有浮動噪聲源（散熱器）時連接到接地

(iii)降低噪聲源的浮動靜電容量Cant

避免誤將有強烈噪聲的元件靠近導線和金屬。

大多數噪聲抑制技術與電流驅動型模型中使用的技術一樣。

(6) 通過加強接地抑制噪聲

在如圖5-3-1所示的噪聲測試中，可以觀察到同時連接了電流驅動型噪聲和電壓驅動型噪聲。

無論采用哪種模型，降低和穩定接地阻抗都是非常重要的。例如，圖5-3-10給出了通過將MSL的寬度延長到50毫米加強接地得到的噪聲測量結果。如果您使用多層基板等搭建一個足夠大的接地層，可通過這種方式抑制共模噪聲。

圖5-3-10 通過加強接地抑制共模噪聲

(7) 使用EMI靜噪濾波器抑制噪聲

即使基板接地不良，也可以使用合適的EMI靜噪濾波器消除噪聲，從而抑制共模噪聲。

圖5-3-11給出了使用具有圖5-3-3中不良接地的基板時在時鐘信號（噪聲源）中使用π型EMI靜噪濾波器的示例。盡管此濾波器用于普通模式，但可以將其布置在噪聲源后面（在轉換為共模之前），從而有效抑制共模噪聲。此時，還必須盡可能地降低噪聲源和濾波器之間的接地阻抗。對于此測試而言，僅在噪聲源和濾波器之間使用MSL。

如果能在真實電子設備中以這種方式找到噪聲源，即使基板接地不良，也可使用普通模式EMI靜噪濾波器來抑制噪聲。

圖5-3-11 在接地不良的基板中使用濾波器抑制噪聲

5-3-4. 需要考慮的接地結構

(1) 共模噪聲少的接地

若要降低因電流驅動模型導致的共模噪聲，降低接地阻抗是很重要的，這樣信號返回電流才能順暢流動。需要特別注意有返回電流流經包含高頻成分的信號（如時鐘信號）的接地。本章節概述了會造成很多問題的一些接地結構示例 [參考文獻 7]。

圖5-3-12(a)是低噪聲理想接地的示例。如圖所示在信號線下方搭建一個接地層允許信號返回電流在信號線下方返回，這樣能減少共模噪聲。接地層覆蓋整個IC，而不僅僅是信號線。

請注意圖中展示了接地層，但是在多層基板中，電源層和接地層以相同方式工作。在下面容易產生噪聲的例子中，也必須注意避免電源層采用此結構。

(2) 容易產生共模噪聲的接地示例

圖5-3-12(b)到(d)為容易產生噪聲的接地結構示例。必須注意避免使用這樣的結構。

圖5-3-12(b)是接地線而不是接地層的情況。這種形態常見于非多層基板結構中，但是會產生較強的共模噪聲，如圖5-3-4的測試結果所示。

(3) 接地層有狹縫時

圖5-3-12(c)為接地層上有狹縫凹口時的情形。如果所圖所示多個狹縫在信號線下面重疊，將妨礙信號的返回電流，間隙的兩端都會產生電壓。盡管乍看之下好像有接地層，但這種結構忽略了接地層的作用。如果狹縫在信號線側相互連接，如圖5-3-13(a)所示，可以減少產生的噪聲。

在這種結構下，當有著較多噪聲的接地被分隔開時，或者在電源層次上搭建了多個電源層時，就容易產生噪聲。布置具有較多噪聲的信號線（如時鐘信號），確保狹縫不會重疊。

(4) 穿過多個接地層時

圖5-3-12(d)展示了信號線通孔穿過多層的狀態。信號返回電流經過離信號線最近的層面，但是如果有多層，返回電流可能無法順暢流動。圖中顯示信號線穿過接地和電源層時的狀態，但是在穿過兩個接地層時情況也相同。

當信號穿過多層基板正反面時，結構如圖所示。若要抑制產生的噪聲，兩層（當如圖所示其中一層為電源層時，有一個去耦電容器）之間必須在靠近信號通孔的地方相互連接，如圖5-3-13(b)所示。

圖5-3-12 具有很多噪聲的接地結構示例

圖5-3-13 改進的接地結構示例

5-3-5. 當線路突出屏蔽時

(1) 當中心導體突出同軸電纜時

通過擴展電壓驅動模型，如果電壓施加到兩個長度不同的導體，始終會產生共模電流。

例如，即使是使用被視為理想傳輸線的同軸電纜，如果線芯如圖5-3-14一樣突出，外側導體會感應到共模電流，整個電纜會作為天線發射噪聲。這也可被視為一種電壓驅動模型。

圖5-3-15給出了將20厘米同軸電纜連接到20MHz時鐘信號及在中心導體端部外露3厘米時測量噪聲的測試結果。這表明即使只外露了3厘米，也發出了很強的噪聲。

圖5-3-14 當同軸電纜端部外露時的共模電流流動

圖5-3-15 當中心導體外突3厘米時噪聲發射的變化

(2) 整個屏蔽變成噪聲的天線

圖5-3-15(b)表明噪聲發射的峰值出現在100到500MHz的較低頻率范圍內。中心導體外露長度為3厘米，λ/4處的頻率為2.5GHz，因此表明這部分很難成為單極天線。

可以認為500MHz或更低頻率主要是從更大尺寸的同軸電纜所發射的。如果認為同軸電纜中感應到了共模電流，如圖5-3-14所示，就更容易理解同軸電纜成為天線的機制。

即使如章節4-3-16中圖4-3-27所示短電纜從屏蔽罩突出，也可以將其視為與圖5-3-14中的結構一樣進行說明。但是，章節4-3-16中圖4-3-27的示例又有所不同，因為共模電流包括在屏蔽罩中而不是圖5-3-14的外側導體中。

(3) 即使是小孔也會破壞屏蔽

本測試模擬了線路進出電子設備的屏蔽罩時的狀態。如果線路如圖5-3-16(a)所示進出屏蔽，即使線路只有幾厘米長，也會導致屏蔽感應到共模噪聲。在這種布局下，穿過線路的孔只有幾毫米，屏蔽可能被破壞了。

為防止屏蔽罩感應到共模噪聲，如圖5-3-16(b)所示在線路經過屏蔽的地方安裝一個EMI靜噪濾波器，阻止噪聲進出。

圖5-3-16 因線路經過屏蔽被破壞

5-3-6. 公共阻抗噪聲

(1) 公共阻抗導致的電路干擾

電路中多個電路共用電源和接地。盡管理想情況下電源和接地線路為零阻抗，事實上它們仍有著非常小的阻抗。公共阻抗噪聲 [參考文獻 2] 是指共用區域內的阻抗導致電路的部分電流影響其他電路的情況。公共阻抗噪聲也是一種共模噪聲模型。這與上述電流驅動模型不同，因為其中有多個電路，考慮的不是電感而是阻抗，且包含除了接地之外的其它線路。

例如，在圖5-3-17中，從圖中左側供應電源以運行電路1和電路2。電路1和電路2共用電源與接地，且有著公共的阻抗Zp和Zg。

當較大電流流經電路1時，由于公共阻抗導致的電壓下降，電源和接地電壓發生改變。因此電路2接地和連接到此接地的電纜會產生共模噪聲。

在圖中，電路1被定義為噪聲源，但即使電路2正在運行，也會在相同的效應下產生公共阻抗噪聲。在這種情況下，噪聲從電路2傳輸到電路1。

圖5-3-17 公共阻抗噪聲

(2) 減少公共阻抗噪聲

如圖5-3-18所示，有多種方法可通過公共阻抗減少噪聲，包括:

(a)使用較粗的線，以減少共用區域內的阻抗
(b)各電路使用獨立的電源和接地線路，以消除共用區域
(c)使用去耦電容器限制電路1電流

(a)與章節5-3-2所述的電流驅動模型具有相同的噪聲抑制效果。

(3) 各電路使用獨立的電源和接地線路

(b)方法使用電源點作為基準點，且各電路連接獨立的接地和電源線路。其中沒有共用線路，消除了公共阻抗噪聲。
例如，當需要控制較大電流的電路（如電機驅動電路）與在較弱信號上運行的電路結合時，就需要使用獨立的電源和接地。

(4) 單點接地

在方法(b)中，接地線從基準點連接到各終端電路，被稱為單點接地（更準確地說，這是因為并聯連接形成的單點接地）。這個設計原則用于具有相對較低頻率的模擬電路。

除了上述的減少共模阻抗噪聲之外，單點接地也可防止因終端電勢差異導致的不正確運行。有關單點接地的詳細信息，請參考技術資料 [參考文獻 3,8,9]。

單點接地需要大量線路，這就意味著在制作如圖5-3-18(b)所示的PCB時，由于空間的限制，線路寬度要減小。這會導致高頻范圍內阻抗增加。另外，在電路間傳輸信號時（例如從電路1傳輸到電路2），接地的設計，即信號返回路徑會很困難。為此，該方法并不常用于數字電路。

(5) 去耦電容器

圖5-3-18(c)展示了針對電源使用去耦電容器的方法。通過限制電路1和去耦電容器之間的高頻范圍電流，可以防止對電路2的干擾。

在電容器運行的高頻范圍內，去耦電容器是一種有效的方法。若要提高有效頻率的下限，就需要增加電容器的靜電容量。

為減少數字電路中的共模阻抗噪聲，一般在通過增粗線路來降低接地阻抗后，使用一個去耦電容器，如圖5-3-18(a)所示。

圖5-3-18 減少公共阻抗噪聲

5-3-7. 連接具有不同平衡水平的傳輸線

(1) 平衡電路和不平衡電路

到現在為止，接地主要被描述為電壓基準點，但是在數字電路等不平衡電路中，接地也會作為信號電流的返回路徑。

一般而言，傳輸信號的傳輸線包括平衡電路和不平衡電路。這兩種電路的區別在于相對于接地分配電壓的方式，如圖5-3-19所示。

圖5-3-19展示了當線路電壓為1V時接地電壓的分配方式。在(a)平衡電路中，每條線路的電壓為0.5V，但符號相反。相反，在(b)不平衡電路中，外側導體電壓為0V，而中心導體的電壓為1V。如圖所示，不平衡電路的特征在于總電壓集中于中心導體，但外側導體電壓為0V。

圖5-3-19 平衡電路和不平衡電路

(2) 連接具有不同平衡水平的電路

如圖5-3-20所示直接連接兩個電路，將平衡電路的一條線路連接到不平衡電路的接地，這意味著施加了一半的信號電壓。接地中產生了電壓并被轉換為共模噪聲 [參考文獻 5]。此時，電路觸點從普通模式轉換為共模，反之亦然。這就是模式轉換 [參考文獻 1]。

圖5-3-21給出了三種情況下噪聲發射的測量結果: 當20MHz時鐘信號(a)連接到同軸電纜，(b)連接到平衡電纜和(c)在中間從同軸電纜變換為平衡電纜時。在各種情況下，電纜的長度均為50厘米。如圖所示，如果中間不變換電纜，噪聲發射的電平很低; 但如果變換了電纜，噪聲發射顯著增加。這是因為電纜觸點處的平衡發生了變化，這種情況會引起共模噪聲。

請注意，圖5-3-21中噪聲電平高于其它測試數據，因此縱軸也相應地改變了。

圖5-3-20 連接具有不同平衡水平的線路